简介
LLC 谐振变换器因其高效率并能通过软开关技术最小化电磁干扰 (EMI)而被广泛应用，它是电力电子领域非常重要的基础组件。针对不同的应用，LLC 拓扑可以提供多种优化配置。具体而言，原边有两种典型的配置方案，副边也存在两种不同的实现方法。
本文提供了一种LLC 谐振变换器的设计指南，该变换器原边采用半桥配置，副边采用中心抽头变压器，以帮助工程师提升性能。这种配置非常适合功率达1kW的低输出电压 (VOUT)、大电流功率变换器，是电池充电器或电源设计的理想选择。
带中心抽头变压器的半桥谐振变换器设计
本节内容将介绍带中心抽头变压器的半桥LLC谐振变换器（见图1）详细设计流程。LLC的拓扑优势与中心抽头变压器的灵活性结合在一起，实现了高效率的功率转换。
图1: 带中心抽头变压器的半桥 LLC 谐振变换器
图 2 展示了设计LLC 谐振变换器的步骤流程图，下文将进一步详细介绍。
图 2：LLC 谐振变换器设计流程图
设计考量
LLC 谐振变换器的效率和性能受以下两个关键因素的显著影响：
优化谐振电感比LN)：高 LN通常可提高重载条件下的效率。建议将 LN 保持在4至10的范围内，以平衡效率和元件应力。
选择适当的品质因数 QE)：为了防止谐振电容上出现过大的电压应力，并最大程度地降低启动期间的大浪涌电流，QE需保持在0.34至0.49的范围内，以确保在最小化应力和保持变换器整体性能之间取得良好平衡。
步骤1：确定变换器规格
表 1 列出了示例 LLC 谐振变换器的规格。
步骤2：计算变压器匝数比
在计算变压器匝数比(n)时，需设增益（G）为1，以确保系统工作在谐振频率(fR)下。通过公式(1)来计算n：
上式得出的n = 4.17 可以四舍五入为整数，即 nLLC = 4。
步骤3：确定最大磁化电感
计算最大磁化电感(LM_MAX)需首先确定以下参数：最大死区时间(tDEAD_MAX)、最小开关周期(tSW_MIN)和原边 MOSFET 的输出电容(COSS)。
本设计选用了MPS的增强型 LLC 控制器HR1002A。这款器件经验证在各种工作条件下均具有高可靠性。根据HR1002A数据手册，其tDEAD_MAX为2µs 。所选 MOSFET 的输出电容(COSS)为80pF 。
用公式（2）计算 tSW_MIN：
用公式（3）计算 LM_MAX：
步骤 4：选择 LN 和 QE
依据前文提到的设计考量，建议在公式 (4) 所示的范围内考虑 QE 的取值：
此外，QE 还与谐振电容电压应力以及启动时的浪涌电流有关，因此选择 QE 值为0.35，接近最小值。
与 QE 类似，在公式（5）所示的范围内考虑 LN 的取值：
如果考虑在全负载范围内获得稳定的效率，建议 LN 取值在4至6之间；如果优先考虑最大输出功率(POUT)下的效率，则建议在6至10之间取值。在本例的 LLC 谐振变换器中，LN 定为9。
步骤5：选择谐振回路
选择谐振回路需要确定以下参数：负载电阻(RL)、等效负载电阻(RE)、谐振电容(CR)、谐振电感(LR)和磁化电感(LM)。
用公式（6）计算 RL：
然后用公式（7）计算 RE：
再用公式（8）计算 CR：
建议将 CR 四舍五入到最近的标准电容值，或并联电容以获得最接近的值。本例采用了两个并联的47nF电容，以获得94nF的总电容 。
用公式（9）计算 LR：
得到的 LR = 26.95µH 可四舍五入为27µH 。
用公式（10）计算 LN：
再通过公式（11）检查 LM：
步骤6: 利用 LR、CR 和 LM 的最终值进行再计算
用 LR、CR 和 LM 最终值通过公式（12）再计算谐振频率(fR)：
用 LR、CR 和 LM 的最终值通过公式（13）再计算 QE：
注意，QE 应在建议的取值范围内：
如果 QE 超出指定范围，则调整 CR，然后重新利用公式 (8) 至公式 (13) 进行计算。
步骤7：检查结果
为验证计算结果，可利用 fN、G 和 VIN 来推导谐振回路的电压传递函数，进而验证 VOUT，以确保变换器正常工作。谐振回路特性和增益可以通过波特图来验证。
谐振回路电压传递函数
为了确保变换器在 fR下正常工作，先进行以下假设：
将上述参数应用于谐振回路电压传递函数，然后用公式（14）计算 G(fN)：
输出电压
输出电压 (VOUT) 可通过公式（15）计算得出：
单位增益下的 VOUT 为50V ，而不是48V 。
我们可以通过两种不同的方法来调节 VOUT。第一种方法是将增益降至低于1，可用公式(16)来计算：
变换器工作于归一化开关频率(fN)，其比率约为 1.2。fN可以通过求解方程 (14) 或绘制增益为 0.96的谐振回路波特图来找到（见图 4）。
用公式（17）计算 fSW：
由于组件公差，变换器通常在 fR 范围内工作，而不是在精确的 fR 下工作。
调节 VOUT 的第二种方法是改变输入电压 (VIN)，可用公式 (18) 来计算：
通过将 VIN 调至384V ，变换器可在 fR 下运行。
用波特图验证谐振回路和增益
验证计算结果的最有效方法是使用公式 (14) 绘制谐振回路电压传递函数波特图，并用公式 (16) 绘制增益波特图。我们考虑以下两种谐振回路增益场景。
第一种场景：VIN = 400V、LR = 27µH、CR = 94nF、LM = 243µH。下图展示了在 VIN = 400V 、增益为0.96时的谐振回路增益。
图 3：VIN = 400V、Gain = 0.96 和 fN = 1 时的谐振回路增益
在 fR 处，增益高于必要值。为了将增益降低至0.96，必须确定归一化频率(fN)。
图4显示了添加计算增益后的谐振回路增益。fN 比率为1.2，与0.96的增益相符（分别以灰色和黑色虚线表示）。
图 4：VIN = 400V、Gain = 0.96 和 fN = 1.2 时的谐振回路增益
第二种场景：VIN 降至384V，其他条件保持不变(LR = 27µH、CR = 94nF、LM = 243µH)。图5显示了 VIN = 384V 时的谐振回路增益，其中变换器以单位增益在 fR 下工作。
图 5：VIN = 384V 时的谐振回路增益
第二种场景适用于步骤 8 和最终设计，如下所述。
步骤8：计算LLC变换器的电流电压应力
LLC变换器的电流电压应力包括谐振回路应力、原边半导体器件应力和副边半导体器件应力。
谐振回路应力
谐振回路应力取决于磁化峰值电感电流(ILM_PEAK)、谐振电感 RMS 电流(ILR_RMS)、谐振峰值电感电流(ILR_PEAK)和谐振电容电压(VCR)。
ILM_PEAK 可用公式（19）来估算：
ILR_RMS 可用公式（20）来计算：
ILR_PEAK 可用公式（21）计算：
VCR 用公式（22）计算：
原边半导体器件应力
原边半导体器件应力取决于原边电压应力(VQ1)、原边峰值电流(IQ1_PEAK)和原边RMS 电流(IQ1_RMS)。
VQ1 可用公式（23）来计算：
IQ1_PEAK 用公式（24）来计算：
IQ1_RMS 用公式 (25) 计算：
高 LN 意味着高 LM 这会降低半导体器件中的 RMS 电流。
副边半导体器件应力
副边半导体器件应力取决于副边电压应力(VQ3)、副边峰值电流(IQ3_PEAK)和副边 RMS 电流(IQ3_RMS)。
VQ3 可用公式（26）来计算：
IQ3_PEAK 用公式（27）来计算：
IQ3_RMS 用公式（28）计算：
最终设计
一旦计算出谐振回路和半导体器件电流电压应力，基于HR1002A的LLC变换器设计就完成了。表2对设计结果进行了总结。
作为一款增强型 LLC 控制器，HR1002A 提供了强大的自适应死区时间调整 ( ADTA )功能以及多种保护功能，包括直通保护和避免硬开关的容性模式保护 (CMP)。此外，该器件还提供两级过流保护 (OCP) ，其中一级可通过配置延迟来增强浪涌抗扰能力。HR1002A 还可通过配置Brown-in和brownout过压/欠压阈值来设定变换器开始工作的最低输入电压（VIN）。
HR1002A 拥有的强大功能使功率转换级只需几个外部元件即可高效运行。
图6展示了采用 HR1002A 实现的带中心抽头变压器的半桥 LLC 原理图。
图6: 采用 HR1002A 实现带中心抽头变压器的半桥 LLC
结语
原边和副边 LLC 拓扑结构的选择对于优化应用性能至关重要。对功率水平高达 1kW 的应用而言，带中心抽头变压器的半桥 LLC 是理想之选。
遵循本文阐述的设计原则，包括优化谐振电感比和品质因数，工程师可确保变换器在所需的参数范围内运行，同时还能降低组件故障风险。凭借先进的保护功能，采用 HR1002A 控制器可进一步增强 LLC 变换器的设计性能，确保其在实际应用中的可靠性和耐用性。
如需了解更多解决方案选项，请浏览MPS 的集成型、高可靠性LLC 控制器产品页面。
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